The 37 reference contexts in paper V. Tuzlukov P., В. Тузлуков П. (2018) “ЛИНЕЙНОЕ СУММИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ РАВНОЙ МОЩНОСТИ, ПЕРЕДАВАЕМЫХ ПОСРЕДСТВОМ ОБОБЩЕННОГО КАНАЛА СВЯЗИ С ЗАМИРАНИЯМИ // EQUAL GAIN COMBINING OVER GENERALIZED FADING CHANNELS” / spz:neicon:vestift:y:2017:i:4:p:80-92

  1. Start
    6285
    Prefix
    Райса и Хойта, несмотря на тот факт, что закон распределения Накагами-n (распределение Райса) и закон распределения Накагами-q (распределение Хойта) демонстрируют великолепное совпадение с экспериментальными измерениями замираний в канале связи для наземных, мобильных и спутниковых систем телекоммуникации. Строго говоря, закон распределения Накагами-n (распределение Райса)
    Exact
    [1–3]
    Suffix
    , частным случаем которого является рэлеевский закон распределения, обеспечивает оптимальное совпадение с экспериментальными данными как для наземных [4, 5], мобильных [6], так и для спутниковых систем телекоммуникации [7–9].
    (check this in PDF content)

  2. Start
    6441
    Prefix
    Строго говоря, закон распределения Накагами-n (распределение Райса) [1–3], частным случаем которого является рэлеевский закон распределения, обеспечивает оптимальное совпадение с экспериментальными данными как для наземных
    Exact
    [4, 5]
    Suffix
    , мобильных [6], так и для спутниковых систем телекоммуникации [7–9]. Закон распределения Накагами-q (распределение Хойта) [2], как правило, характерен для спутниковых каналов связи вследствие наличия ионосферного мерцания и модифицируется в пределах от одностороннего гауссовского распределения до рэлеевского закона распределения замираний в канале связи [10, 11].
    (check this in PDF content)

  3. Start
    6459
    Prefix
    Строго говоря, закон распределения Накагами-n (распределение Райса) [1–3], частным случаем которого является рэлеевский закон распределения, обеспечивает оптимальное совпадение с экспериментальными данными как для наземных [4, 5], мобильных
    Exact
    [6]
    Suffix
    , так и для спутниковых систем телекоммуникации [7–9]. Закон распределения Накагами-q (распределение Хойта) [2], как правило, характерен для спутниковых каналов связи вследствие наличия ионосферного мерцания и модифицируется в пределах от одностороннего гауссовского распределения до рэлеевского закона распределения замираний в канале связи [10, 11].
    (check this in PDF content)

  4. Start
    6510
    Prefix
    Строго говоря, закон распределения Накагами-n (распределение Райса) [1–3], частным случаем которого является рэлеевский закон распределения, обеспечивает оптимальное совпадение с экспериментальными данными как для наземных [4, 5], мобильных [6], так и для спутниковых систем телекоммуникации
    Exact
    [7–9]
    Suffix
    . Закон распределения Накагами-q (распределение Хойта) [2], как правило, характерен для спутниковых каналов связи вследствие наличия ионосферного мерцания и модифицируется в пределах от одностороннего гауссовского распределения до рэлеевского закона распределения замираний в канале связи [10, 11].
    (check this in PDF content)

  5. Start
    6570
    Prefix
    Строго говоря, закон распределения Накагами-n (распределение Райса) [1–3], частным случаем которого является рэлеевский закон распределения, обеспечивает оптимальное совпадение с экспериментальными данными как для наземных [4, 5], мобильных [6], так и для спутниковых систем телекоммуникации [7–9]. Закон распределения Накагами-q (распределение Хойта)
    Exact
    [2]
    Suffix
    , как правило, характерен для спутниковых каналов связи вследствие наличия ионосферного мерцания и модифицируется в пределах от одностороннего гауссовского распределения до рэлеевского закона распределения замираний в канале связи [10, 11].
    (check this in PDF content)

  6. Start
    6806
    Prefix
    Закон распределения Накагами-q (распределение Хойта) [2], как правило, характерен для спутниковых каналов связи вследствие наличия ионосферного мерцания и модифицируется в пределах от одностороннего гауссовского распределения до рэлеевского закона распределения замираний в канале связи
    Exact
    [10, 11]
    Suffix
    . В дальнейшем мы будем называть закон распределения Накагами-n (распределение Райса) и закон распределения Накагами-q (распределение Хойта) как модели замираний Райса и Хойта соответственно. Предыдущие исследования, касающиеся додетекторного разнесения сигналов равной мощности с линейным суммированием при наличии моделей замираний Райса и Хойта в канале связи, представлены в [12–16].
    (check this in PDF content)

  7. Start
    7196
    Prefix
    В дальнейшем мы будем называть закон распределения Накагами-n (распределение Райса) и закон распределения Накагами-q (распределение Хойта) как модели замираний Райса и Хойта соответственно. Предыдущие исследования, касающиеся додетекторного разнесения сигналов равной мощности с линейным суммированием при наличии моделей замираний Райса и Хойта в канале связи, представлены в
    Exact
    [12–16]
    Suffix
    . Более точно в [12] оценивается помехозащищенность, или коэффициент ошибок при использовании когерентной двоичной фазовой модуляции и некогерентной двоичной частотной модуляции при разнесении сигналов равной мощности с линейным суммированием, аппроксимируя функцию распределения вероятностей суммы L статистически независимых случайных величин [17].
    (check this in PDF content)

  8. Start
    7219
    Prefix
    Предыдущие исследования, касающиеся додетекторного разнесения сигналов равной мощности с линейным суммированием при наличии моделей замираний Райса и Хойта в канале связи, представлены в [12–16]. Более точно в
    Exact
    [12]
    Suffix
    оценивается помехозащищенность, или коэффициент ошибок при использовании когерентной двоичной фазовой модуляции и некогерентной двоичной частотной модуляции при разнесении сигналов равной мощности с линейным суммированием, аппроксимируя функцию распределения вероятностей суммы L статистически независимых случайных величин [17].
    (check this in PDF content)

  9. Start
    7551
    Prefix
    Более точно в [12] оценивается помехозащищенность, или коэффициент ошибок при использовании когерентной двоичной фазовой модуляции и некогерентной двоичной частотной модуляции при разнесении сигналов равной мощности с линейным суммированием, аппроксимируя функцию распределения вероятностей суммы L статистически независимых случайных величин
    Exact
    [17]
    Suffix
    . Однако, как упоминалось в [18], элегантное разложение в ряд степенной функции, выполненное в [12], имеет форму 0,5 ± Σ. Принимая во внимание хвосты распределения, необходимо учитывать большое число членов разложения в ряд, чтобы не потерять значимые коэффициенты при округлении значений, когда осуществляется сложение Σ с 0,5 или вычитание Σ из 0,5.
    (check this in PDF content)

  10. Start
    7582
    Prefix
    Более точно в [12] оценивается помехозащищенность, или коэффициент ошибок при использовании когерентной двоичной фазовой модуляции и некогерентной двоичной частотной модуляции при разнесении сигналов равной мощности с линейным суммированием, аппроксимируя функцию распределения вероятностей суммы L статистически независимых случайных величин [17]. Однако, как упоминалось в
    Exact
    [18]
    Suffix
    , элегантное разложение в ряд степенной функции, выполненное в [12], имеет форму 0,5 ± Σ. Принимая во внимание хвосты распределения, необходимо учитывать большое число членов разложения в ряд, чтобы не потерять значимые коэффициенты при округлении значений, когда осуществляется сложение Σ с 0,5 или вычитание Σ из 0,5.
    (check this in PDF content)

  11. Start
    7650
    Prefix
    , или коэффициент ошибок при использовании когерентной двоичной фазовой модуляции и некогерентной двоичной частотной модуляции при разнесении сигналов равной мощности с линейным суммированием, аппроксимируя функцию распределения вероятностей суммы L статистически независимых случайных величин [17]. Однако, как упоминалось в [18], элегантное разложение в ряд степенной функции, выполненное в
    Exact
    [12]
    Suffix
    , имеет форму 0,5 ± Σ. Принимая во внимание хвосты распределения, необходимо учитывать большое число членов разложения в ряд, чтобы не потерять значимые коэффициенты при округлении значений, когда осуществляется сложение Σ с 0,5 или вычитание Σ из 0,5.
    (check this in PDF content)

  12. Start
    8148
    Prefix
    Помехозащищенность, или коэффициент ошибок для некогерентной двоичной частотной модуляции при линейном суммировании сигналов равной мощности для случая медленных, коррелированных и избирательных во времени замираний Райса, исследовалась в
    Exact
    [13]
    Suffix
    . В [14] представлен альтернативный полуаналитический подход для оценивания функции распределения вероятностей взвешенной суммы L независимых случайных величин, распределенных по закону Райса, при условии наличия или отсутствия аддитивного белого гауссовского шума, используя эрмитово численное интегрирование.
    (check this in PDF content)

  13. Start
    8156
    Prefix
    Помехозащищенность, или коэффициент ошибок для некогерентной двоичной частотной модуляции при линейном суммировании сигналов равной мощности для случая медленных, коррелированных и избирательных во времени замираний Райса, исследовалась в [13]. В
    Exact
    [14]
    Suffix
    представлен альтернативный полуаналитический подход для оценивания функции распределения вероятностей взвешенной суммы L независимых случайных величин, распределенных по закону Райса, при условии наличия или отсутствия аддитивного белого гауссовского шума, используя эрмитово численное интегрирование.
    (check this in PDF content)

  14. Start
    8500
    Prefix
    В [14] представлен альтернативный полуаналитический подход для оценивания функции распределения вероятностей взвешенной суммы L независимых случайных величин, распределенных по закону Райса, при условии наличия или отсутствия аддитивного белого гауссовского шума, используя эрмитово численное интегрирование. Этот результат применяется затем в
    Exact
    [15]
    Suffix
    для оценивания вероятности ошибок на бит или символ в случае использования когерентной двоичной фазовой модуляции. В [16], применяя теорему Парсеваля, представлен основанный на преобразовании интеграла ошибок в частотной области альтернативный подход к оцениванию средней вероятности ошибок на бит или символ на выходе приемных устройств с линейным суммированием сигналов равной мощности, которые
    (check this in PDF content)

  15. Start
    8621
    Prefix
    функции распределения вероятностей взвешенной суммы L независимых случайных величин, распределенных по закону Райса, при условии наличия или отсутствия аддитивного белого гауссовского шума, используя эрмитово численное интегрирование. Этот результат применяется затем в [15] для оценивания вероятности ошибок на бит или символ в случае использования когерентной двоичной фазовой модуляции. В
    Exact
    [16]
    Suffix
    , применяя теорему Парсеваля, представлен основанный на преобразовании интеграла ошибок в частотной области альтернативный подход к оцениванию средней вероятности ошибок на бит или символ на выходе приемных устройств с линейным суммированием сигналов равной мощности, которые передаются по каналу связи с замираниями, описываемыми моделями Рэлея, Накагами-m, Райса, Хойта.
    (check this in PDF content)

  16. Start
    10323
    Prefix
    Используя строгие математические выражения для производящих функций моментов отношения сигнал/помеха на выходе сумматора приемного устройства и аппроксимируя соответствующие производящие функции моментов при помощи теории аппроксимации Паде
    Exact
    [19]
    Suffix
    , мы исследуем важные критерии определения вероятности ошибок на бит или символ. Среднее значение отношения сигнал/помеха на выходе приемного устройства, степень замирания и спектральная эффективность в области сигналов малой мощности выражаются в простой математической форме при произвольном числе входных каналов приемного устройства и случайном характере замираний в канале связи.
    (check this in PDF content)

  17. Start
    10898
    Prefix
    и спектральная эффективность в области сигналов малой мощности выражаются в простой математической форме при произвольном числе входных каналов приемного устройства и случайном характере замираний в канале связи. Средние значения вероятности ошибок на бит или символ и вероятности нарушения связи строго аппроксимируются, используя хорошо известный подход на основе производящей функции моментов
    Exact
    [20]
    Suffix
    . Кроме того, рассматривается возможность представления канала связи с замираниями, описываемыми моделью Хойта, законом распределения Накагами-m, выбранным в соответствии с требованиями при условии, что исследуется помехозащищенность, или коэффициент ошибки на выходе приемного устройства с линейным суммированием сигналов равной мощности.
    (check this in PDF content)

  18. Start
    13061
    Prefix
    По определению, момент n-го порядка отношения сигнал/помеха на выходе приемного устройства можно представить в следующем виде () 22 11 00 { }(),{} nn nnss LL EE EqE xxExx LL   =++=++   вых NN (2) где E {...}– математическое ожидание случайной величины. Расширяя член (x1 + ... + xL)2n, используя мультиномиальное тождество
    Exact
    [21]
    Suffix
    , (2) может быть представлено в виде 1 1 1 2 1 0,, 0 2 1 { }(2 )!. ( )! {}L L L nkkn nsL L kk k knj j EEx x Eqn L ++==k =  =  ∑ ∏    вых N (3) С учетом мгновенного значения отношения сигнал/помеха для каждого канала при приеме разнесенных сигналов, определяемого как qi = xi2 Es / N0, (3) может быть представлено как 1 1 1 20.50.5 1 ,, 0 2
    (check this in PDF content)

  19. Start
    14276
    Prefix
    5) Если приемное устройство функционирует при наличии в канале связи замираний, подчиняющихся закону распределения Райса, то отношение сигнал/помеха для каждого канала разнесенного приема распределено в соответствии с нецентральным χ2 законом распределения. Используя определение для моментов случайной величины, распределенной в соответствии с нецентральным χ2 законом распределения
    Exact
    [20]
    Suffix
    , и учитывая (5), моменты отношения сигнал/помеха на выходе приемного устройства при линейном суммировании сигналов равной мощности могут быть записаны в виде следующего математического выражения: (6) где 0j jsqE= ΩN– среднее значение отношения сигнал/помеха на символ для j-го канала приемного устройства при 2jixΩ=– среднее значение2ixна символ; ()Γ⋅– Гамма функция [16]; 11(,;)F⋅⋅⋅–
    (check this in PDF content)

  20. Start
    14657
    Prefix
    [20], и учитывая (5), моменты отношения сигнал/помеха на выходе приемного устройства при линейном суммировании сигналов равной мощности могут быть записаны в виде следующего математического выражения: (6) где 0j jsqE= ΩN– среднее значение отношения сигнал/помеха на символ для j-го канала приемного устройства при 2jixΩ=– среднее значение2ixна символ; ()Γ⋅– Гамма функция
    Exact
    [16]
    Suffix
    ; 11(,;)F⋅⋅⋅– вырожденная гипергеометрическая функция первого рода [21]; Kj – коэффициент Райса для j-го канала приемного устройства, определяемый как отношение мощности сигнала в главной компоненте к общей рассеиваемой мощности.
    (check this in PDF content)

  21. Start
    14733
    Prefix
    приемного устройства при линейном суммировании сигналов равной мощности могут быть записаны в виде следующего математического выражения: (6) где 0j jsqE= ΩN– среднее значение отношения сигнал/помеха на символ для j-го канала приемного устройства при 2jixΩ=– среднее значение2ixна символ; ()Γ⋅– Гамма функция [16]; 11(,;)F⋅⋅⋅– вырожденная гипергеометрическая функция первого рода
    Exact
    [21]
    Suffix
    ; Kj – коэффициент Райса для j-го канала приемного устройства, определяемый как отношение мощности сигнала в главной компоненте к общей рассеиваемой мощности. Если Kj º –× (дБ), получаем рэлеевские замирания в канале связи; при Kj º × (дБ) замирания в канале связи отсутствуют.
    (check this in PDF content)

  22. Start
    15140
    Prefix
    Если Kj º –× (дБ), получаем рэлеевские замирания в канале связи; при Kj º × (дБ) замирания в канале связи отсутствуют. Значения коэффициента Райса для наземных, мобильных и спутниковых систем телекоммуникации лежат в пределах от 0 до 12 дБ
    Exact
    [5, 22]
    Suffix
    . В дальнейшем без потери общности будем полагать, что коэффициент Райса принимает одно и то же значение для всех каналов разнесенного приема, то есть K1 = ... = KL = K. Если многоканальное приемное устройство функционирует в условиях замираний в канале связи, определяемых законом распределения Хойта, то моменты отношения сигнал/помеха на выходе приемного устройства могут быть определены при п
    (check this in PDF content)

  23. Start
    15670
    Prefix
    Если многоканальное приемное устройство функционирует в условиях замираний в канале связи, определяемых законом распределения Хойта, то моменты отношения сигнал/помеха на выходе приемного устройства могут быть определены при подстановке в (5) моментов отношения сигнал/помеха для каждого канала на входе приемного устройства, что приводит к результату
    Exact
    [20]
    Suffix
    (7) где 21(,;;)F⋅⋅⋅⋅– гауссовская гипергеометрическая функция [21]; γj – параметр замирания в канале связи для закона распределения Накагами-q замираний j-го канала разнесенного приема сигналов, который изменяется от 0 (гауссовское распределение замираний в канале связи) до 1 (рэлеевское распределение замираний в канале связи).
    (check this in PDF content)

  24. Start
    15846
    Prefix
    устройство функционирует в условиях замираний в канале связи, определяемых законом распределения Хойта, то моменты отношения сигнал/помеха на выходе приемного устройства могут быть определены при подстановке в (5) моментов отношения сигнал/помеха для каждого канала на входе приемного устройства, что приводит к результату [20] (7) где 21(,;;)F⋅⋅⋅⋅– гауссовская гипергеометрическая функция
    Exact
    [21]
    Suffix
    ; γj – параметр замирания в канале связи для закона распределения Накагами-q замираний j-го канала разнесенного приема сигналов, который изменяется от 0 (гауссовское распределение замираний в канале связи) до 1 (рэлеевское распределение замираний в канале связи).
    (check this in PDF content)

  25. Start
    17248
    Prefix
    Необходимо отметить, что моменты более высокого порядка также полезны для анализа алгоритмов обработки сигналов при решении задач обнаружения сигналов и играют фундаментальную роль в понимании вероятности ошибок на бит или символ для широкополосных систем связи при наличии замираний в канале связи
    Exact
    [23–25]
    Suffix
    . Среднее значение отношения сигнал/помеха на выходе приемного устройства. Среднее значение отношения сигнал/помеха на выходе L-канального приемного устройства с линейным суммированием сигналов равной мощности, которое функционирует при наличии независимых и не идентичных по распределению замираний в канале связи, описываемых законом распределения Райса, может быть получено, полагая n =
    (check this in PDF content)

  26. Start
    18147
    Prefix
    p = +−− + ∑∑∑ (8) В случае независимых и идентично распределенных замираний в канале связи, то есть qqi,= (8) сводится к более простому выражению [] 2 11 (1) 1( 0.5, 1; ) . 4( 1) R L qqFK K p− =+−− + (9) Заметим, что при K º × (дБ) легко проверить, что (9) сводится к выражению для рэлеевских замираний в канале связи, полученному в
    Exact
    [20]
    Suffix
    . При замираниях в канале связи, описываемых законом распределения Хойта, среднее значение отношения сигнал/помеха на выходе L-канального приемного устройства с линейным суммированием сигналов равной мощности для независимых и не идентично распределенных замираний в канале связи может быть получено при n = 1 в (7).
    (check this in PDF content)

  27. Start
    18882
    Prefix
    11 0.25, 0.25; 1; . 14 LLL Hiij iij ji qqFqq LL== = ≠ −γp =+− +γ  ∑∑∑ (10) В случае независимых идентично распределенных замираний в канале связи (10) имеет вид 22 2 212 1 ( 1)0.25, 0.25; 1; . 41 H q q qL F p−γ =+−− +γ  (11) При γ = 1 (рэлеевские замирания) (11) упрощается и сводится к известному уравнению
    Exact
    [20]
    Suffix
    . Степень замираний и спектральная эффективность. Степень замираний была определена в [25] как единая мера показателя воздействия замираний в канале связи. Эта мера, как правило, независима от средней мощности замираний в канале связи и определяется следующим образом 2 22 {} {} 1, Var q E q Q qq ==−выхвых выхвых (12) где Var{qвых} – дисперсия отношения сигнал/помеха на выходе приемного ус
    (check this in PDF content)

  28. Start
    19067
    Prefix
    10) В случае независимых идентично распределенных замираний в канале связи (10) имеет вид 22 2 212 1 ( 1)0.25, 0.25; 1; . 41 H q q qL F p−γ =+−− +γ  (11) При γ = 1 (рэлеевские замирания) (11) упрощается и сводится к известному уравнению [20]. Степень замираний и спектральная эффективность. Степень замираний была определена в
    Exact
    [25]
    Suffix
    как единая мера показателя воздействия замираний в канале связи. Эта мера, как правило, независима от средней мощности замираний в канале связи и определяется следующим образом 2 22 {} {} 1, Var q E q Q qq ==−выхвых выхвых (12) где Var{qвых} – дисперсия отношения сигнал/помеха на выходе приемного устройства.
    (check this in PDF content)

  29. Start
    20746
    Prefix
    Тогда минимальное отношение энергии сиг нала на бит к мощности помехи, требуемое для надежной связи, составляет (Eb / N0 )min = –1,59 дБ. Наклон кривой спектральной эффективности S0 как функция отношения сигнал/помеха на бит Eb / N0 в единицах бит/Гц на 3 дБ при минимальном значении (Eb / N0 )min определяется как
    Exact
    [26]
    Suffix
    222 042 2{ } 2 , {} {} Ex q S Ex Eq ==выхвых выхвых (15) где xвых – огибающая амплитуды процесса на выходе сумматора приемного устройства. Выражение (15) можно записать в виде степенного ряда замираний в канале связи на выходе сумматора, то есть 0 2 . 1 S Q = + (16) Используя (13) и (14) с учетом (16) спектральная эффективность в области очень слабых сигналов по мощности
    (check this in PDF content)

  30. Start
    24174
    Prefix
    Spectral effectiveness for low power signals in Rice channel fading; AWGN – additive white Gaussian noise Частота ошибок и вероятность нарушения связи. Средняя вероятность ошибок на символ. Метод исследований, основанный на производящей функции моментов
    Exact
    [20]
    Suffix
    , является унифицированным для определения коэффициента или частоты ошибок при передаче двоичных данных для ряда видов модуляции. Однако пока не получены точные математические выражения для производящей функции моментов отношения сигнал/помеха на выходе приемного устройства с линейным суммированием сигналов равной мощности.
    (check this in PDF content)

  31. Start
    24959
    Prefix
    Объясним в краткой форме, как можно применить теорию аппроксимации Паде для получения точной рациональной аппроксимации производящей функции моментов Mqвых (s) для отношения сигнал/помеха на выходе приемного устройства. По определению производящая функция моментов равна
    Exact
    [27]
    Suffix
    Mqвых(s) = E{exp(sqвых)} (17) и может быть представлена в виде степенного ряда, например в виде ряда Тейлора 1 0 1 ( ){ } sin . ! nn q n sEq s n ∞− = M=θ∑выхвых (18) Затруднительно сделать вывод, что степенной ряд в (18) имеет положительный радиус сходимости и относительно какого значения он сходится.
    (check this in PDF content)

  32. Start
    25372
    Prefix
    17) и может быть представлена в виде степенного ряда, например в виде ряда Тейлора 1 0 1 ( ){ } sin . ! nn q n sEq s n ∞− = M=θ∑выхвых (18) Затруднительно сделать вывод, что степенной ряд в (18) имеет положительный радиус сходимости и относительно какого значения он сходится. Для решения этой проблемы привлекается теория аппроксимации Паде
    Exact
    [19]
    Suffix
    как простой и альтернативный способ аппроксимации производящей функции моментов. Аппроксимирующая функция Паде является той рациональной функциональной аппроксимацией для Mqвых (s) установленного порядка В для знаменателя и порядка А для числителя так, что разложение в степенной ряд согласуется с разложением в степенной ряд функции Mqвых (s) порядка A + B 01 [/]
    (check this in PDF content)

  33. Start
    26202
    Prefix
    В последующем, Mqвых (s) аппроксимируется, используя аппроксимирующие функции Паде R[A/B](s) под диаго налью матрицы, поскольку только в этом случае гарантируется сходимость и однозначность Mqвых (s)
    Exact
    [14, 21]
    Suffix
    . С помощью аппроксимирующих функций Паде выражения для коэффициента или частоты ошибок могут быть получены непосредственно для некогерентных и дифференциальных методов передачи двоичных данных, например, некогерентная двоичная фазовая модуляция, дифференциальная двоичная фазовая модуляция, поскольку для остальных случаев обычные интегралы с конечными пределами интегрирования и подынтегральные
    (check this in PDF content)

  34. Start
    27181
    Prefix
    значению коэффициента или частоты ошибок вероятность нарушения связи является другим стандартным критерием характеристики вероятности ошибок на бит или символ для систем телекоммуникации и связи, функционирующих в условиях замираний в канале связи. Эта вероятность определяется как вероятность события того, что суммарное отношение сигнал/помеха qвых по своему значению меньше qпор, то есть
    Exact
    [20]
    Suffix
    outage( )1() , P F qqqqss =−= выхLMвыхпорпор (20) где Fqвых( · ) – функция распределения вероятностей отношения сигнал/помеха на выходе прием ного устройства с линейным суммированием сигналов равной мощности; L–1( · ) – инверсное преобразование Лапласа.
    (check this in PDF content)

  35. Start
    28078
    Prefix
    нарушения связи может быть без труда определена из (20) как 1 exp{}, outageBi i ii Ppq =p l =−∑пор (22) где pi и li – полюса и остатки (бесконечно малые числа, которые могут рассматриваться как 0) соответ ственно. Более подробная и детальная информация о том, каким образом осуществляется аппрок си мация функции распределения вероятностей и плотности распределения вероятностей, представлена в
    Exact
    [28, 29]
    Suffix
    . Численный анализ. Представим некоторые численные результаты для иллюстрации предлагаемого математического анализа. Рис. 4, a представляет среднюю вероятность ошибок на символ для 4-, 8- и 16-битовой дифференциальной двоичной фазовой модуляции, используемой при линейном суммировании сигналов равной мощности в условиях замираний в канале связи, распределенных согласно закону распределения Райса пр
    (check this in PDF content)

  36. Start
    30826
    Prefix
    Рассмотрим возможность аппроксимации закона распределения Хойта законом распределения Накагами-m, поскольку это касается анализа вероятности ошибок на символ при линейном суммировании сигналов равной мощности. Соответствие требованиям для параметров замираний в канале связи, распределенных согласно закону распределения Райса, было изложено в
    Exact
    [26]
    Suffix
    , используя простую форму математического представления закона распределения Накагами-m, что позволило представить несколько областей интерполяции параметров, в которых наблюдалась как удовлетворительная, так и неудовлетворительная совместимость.
    (check this in PDF content)

  37. Start
    31192
    Prefix
    Райса, было изложено в [26], используя простую форму математического представления закона распределения Накагами-m, что позволило представить несколько областей интерполяции параметров, в которых наблюдалась как удовлетворительная, так и неудовлетворительная совместимость. Аппроксимация закона распределения Хойта соответствующим законом распределения Накагами-m была предложена в
    Exact
    [2]
    Suffix
    . Отношение между параметром замирания m в канале связи закона распределения Накагами-m и параметром замирания γ закона распределения Хойта представлено как 2 4 (1) , 1. 2 (1 2) mm +γ =≤ +γ m m 1. (23) Для полноты исследования возможности аппроксимации замираний в канале связи, распре деленных в соответствии с законом распределения Хойта, законом распределения Накагами-m
    (check this in PDF content)